고전력 DC-DC 컨버터 회로 – 12V ~ 30V 가변

이 게시물은 12V DC를 최대 30V까지, 3A 전류 속도로 더 높은 수준으로 높이는 고전력 DC-DC 부스트 컨버터 회로를 만드는 방법을 설명합니다. 이 고전류 출력은 인덕터 와이어 게이지 사양을 적절하게 업그레이드하여 더욱 향상시킬 수 있습니다.

이 컨버터의 또 다른 큰 특징은 출력이 가능한 최소 범위에서 최대 범위까지 전위차계를 통해 선형 적으로 변할 수 있다는 것입니다.

유도

DC-DC 컨버터는 자동차 배터리 전압 강화 스위치 모드 유형의 전원 공급 장치 (SMPSU) 또는 전력 멀티 바이브레이터를 중심으로 구성되어 변압기를 구동하는 경우가 많습니다.

이 기사에서 설명하는 전력 변환기는 장치를 사용합니다. Texas Instruments의 TL 497A 집적 회로 . 이 특정 IC는 출력 잡음을 최소화하면서 우수한 전압 조정을 용이하게하여 매우 편리하게 달성 할 수 있으며 마찬가지로 높은 변환 성능을 보장합니다.

회로의 작동 원리

여기에 자세히 설명 된 변환기는 플라이 백 토폴로지 . 플라이 백 이론은 낮은 직접 입력 전압에서 발생하는 즉각적인 출력 전압을 얻는 데 가장 적합하고 기능적인 기술인 것으로 보입니다.

컨버터의 주요 스위칭 부품은 실제로 전력 SIPMOS 트랜지스터 T1입니다 (그림 1 참조). 전도 기간 동안 L1을 통과하는 전류는 시간이 지남에 따라 기하 급수적으로 증가합니다.

스위칭 사이클의 ON 시간 동안 인덕터는 유도 된 자기 에너지를 저장합니다.

트랜지스터가 꺼지 자마자 인덕터는 저장된 자기 에너지를 되돌려 D1을 통해 연결된 부하를 통해 전류로 변환합니다.

이 절차 동안 인덕터의 자기장이 0으로 감소하는 동안 트랜지스터가 계속 꺼져 있는지 확인하는 것이 중요합니다.

이 조건이 구현되지 않으면 인덕터를 통한 전류가 포화 레벨까지 치솟습니다. 눈사태 효과는 결과적으로 전류를 매우 빠르게 최대화합니다.

상대적인 트랜지스터 제어 트리거 ON 시간 또는 듀티 팩터는 단일 레벨에 도달 할 수 없습니다. 최대 허용 듀티 계수는 출력 전압 주변의 다양한 다른 측면에 의존합니다.

이것은 자기장 강도의 감쇠율을 결정하기 때문입니다. 컨버터에서 얻을 수있는 최고 출력 전력은 인덕터에 의해 처리되는 최고 허용 피크 전류와 구동 신호의 스위칭 주파수에 의해 결정됩니다.

여기에서 제한 요소는 주로 포화 순간과 구리 손실에 대한 인덕터의 최대 허용 정격, 스위칭 트랜지스터를 통한 피크 전류입니다 (각 스위칭 중에 특정 전기 에너지 레벨의 스파이크가 출력에 발생한다는 사실을 잊지 마십시오). 펄스).

PWM에 IC TL497A 사용

이 IC의 작동은 매우 전통적이지 않으며 아래의 간단한 설명에서 이해할 수 있습니다. 기존의 고정 주파수 구현, 가변 듀티 팩터 SMPSU 컨트롤러 IC와 달리 TL497A는 고정 온 타임, 가변 주파수 장치로 인증되었습니다.

따라서 듀티 팩터는 일관된 출력 전압을 보장하기 위해 주파수 조정을 통해 제어됩니다.

이 접근 방식은 매우 간단한 회로를 구현하지만, 낮은 전류로 작동하는 부하에 대해 사람의 귀로들을 수있는 낮은 범위에 도달하는 스위칭 주파수의 단점을 제공합니다.

실제로는 컨버터에서 부하가 제거되면 스위칭 주파수는 1Hz 미만이됩니다. 고정 출력 전압을 유지하기 위해 출력 커패시터에 연결된 충전 펄스로 인해 느린 클릭 소리가 들립니다.

연결된 부하가 없을 때 출력 커패시터는 분명히 전압 감지 저항을 통해 점차적으로 방전되는 경향이 있습니다.

IC TL497A의 내부 발진기 온-타임은 일정하며 C1에 의해 결정됩니다. 오실레이터는 세 가지 방법으로 비활성화 할 수 있습니다.

• 첫째, 핀 1의 전압이 기준 전압 (1.2V) 이상으로 증가 할 때
• 둘째, 인덕터 전류가 특정 최고 값을 초과 할 때
• 셋째, 금지 입력 (이 회로에서는 사용되지 않음)을 사용합니다.

표준 작업 프로세스에서 내부 발진기는 인덕터 전류가 선형으로 증가하는 방식으로 T1의 스위칭을 허용합니다.

T1이 꺼지면 인덕터 내부에 축적 된 자기 에너지가이 역기전력 에너지를 통해 충전되는 커패시터를 통해 반동됩니다.

IC TL497A의 핀 1 전압과 함께 출력 전압이 약간 올라가 발진기가 비활성화됩니다. 이것은 출력 전압이 상당히 낮은 레벨로 떨어질 때까지 계속됩니다.이 기술은 이론적 가정에 관한 한주기적인 방식으로 실행됩니다.

그러나 실제 구성 요소를 사용하는 배열에서는 단일 발진기 간격에서 커패시터 충전으로 유도되는 전압 증가가 실제로 너무 작아서 구성 요소 R2 및 구성 요소에 의해 결정된대로 인덕터 전류가 가장 높은 값에 도달 할 때까지 발진기가 활성화 된 상태를 유지합니다. R3 (R1 및 R3 주변의 전압 강하는 일반적으로이 시점에서 0.7V입니다).

그림 2b에 표시된 것처럼 전류의 단계적 증가는 0.5보다 높은 오실레이터 신호 듀티 팩터 때문입니다.

달성 된 최적 전류에 도달하면 발진기가 비활성화되어 인덕터가 커패시터를 통해 에너지를 전송할 수 있습니다.

이 특정 상황에서 출력 전압은 IC 핀 1을 통해 오실레이터가 꺼 지도록하기 위해 단지 높은 크기로 치솟습니다. 이제 출력 전압이 빠르게 떨어 지므로 새로운 충전 사이클이 시작되고 반복 될 수 있습니다. 절차.

그러나 슬프게도 위에서 설명한 스위칭 절차는 비교적 큰 손실과 결합 될 것입니다.

실제 구현에서이 문제는 인덕터를 통과하는 전류가 단일 발진기 간격 (그림 3 참조)에서 최고 수준까지 확장되지 않도록 충분히 높은 시간 (C1을 통해)을 설정하여 해결할 수 있습니다.

그러한 경우의 해결책은 합리적으로 최소한의 자기 인덕턴스를 특징으로하는 에어 코어 인덕터를 통합하는 것입니다.

파형 특성

그림 3의 타이밍 차트는 회로의 주요 요인에 대한 신호 파형을 보여줍니다. TL497A 내부의 주 발진기는 감소 된 주파수로 작동합니다 (변환기 출력에 부하가없는 경우 IHz 미만).

그림 3a에서 직사각형 펄스로 표시된 스위치 온 동안의 순간 시간은 커패시터 C1의 값에 따라 달라집니다. 스위치 오프 시간은 부하 전류에 의해 설정됩니다. 온 타임 스위칭 동안 트랜지스터 T1이 켜지면서 인덕터 전류가 증가합니다 (그림 3b).

전류 펄스 이후 스위치 OFF 기간 동안 인덕터는 전류 소스처럼 작동합니다.

TL497A는 내부 기준 전압이 1.2V 인 핀 1에서 감쇠 된 출력 전압을 분석합니다. 평가 된 전압이 기준 전압보다 낮은 경우 T1은 더 세게 바이어스되어 인덕터가 에너지를 적절하게 저장합니다.

이 반복적 인 충전 및 방전 사이클은 출력 커패시터에 일정 수준의 리플 전압을 유발합니다 (그림 3c). 피드백 옵션을 사용하면 오실레이터 주파수를 조정하여 부하 전류로 인한 전압 결함을 최대한 보상 할 수 있습니다.

그림 3d의 타이밍 펄스 다이어그램은 인덕터의 Q (품질) 계수가 상대적으로 높기 때문에 드레인 전압의 상당한 움직임을 보여줍니다.

표류 리플 발진은 일반적으로이 DC-DC 전력 변환기의 정상적인 기능에 영향을 미치지 않지만 인덕터 양단의 병렬 1k 저항을 사용하여 억제 할 수 있습니다.

실용적인 고려 사항

일반적으로 SMPS 회로는 대기 출력 전류 대신 최대 출력 전류를 달성하기 위해 개발되었습니다.

최소 리플과 함께 안정적인 출력 전압과 함께 고효율이 추가로 핵심 설계 목표가되었습니다. 전반적으로 플라이 백 기반 SMPS의 부하 조절 기능은 우려 할만한 이유가 거의 없습니다.

각 스위칭 사이클 동안 온 / 오프 비율 또는 듀티 사이클은 부하 전류를 기준으로 조정되어 상당한 부하 전류 변동에도 불구하고 출력 전압이 상대적으로 안정적으로 유지됩니다.

시나리오는 일반적인 효율성 측면에서 약간 다르게 나타납니다. 플라이 백 토폴로지를 기반으로하는 승압 컨버터는 일반적으로 상당한 전류 스파이크를 생성하여 상당한 에너지 손실을 유발할 수 있습니다 (전류가 증가함에 따라 전력이 기하 급수적으로 증가한다는 사실을 잊지 마십시오).

그러나 실제 작동에서 권장되는 고전력 DC-DC 컨버터 회로는 최적의 출력 전류로 70 % 이상의 전체 효율을 제공하며 레이아웃의 단순성 측면에서 상당히 인상적입니다.

결과적으로 전원이 포화 상태가되어야하므로 턴 오프 시간이 상당히 길어집니다. 당연히 트랜지스터가 인덕터 전류를 차단하는 데 더 많은 시간이 필요할수록 설계의 모든면에서 효율이 낮아집니다.

아주 색다른 방식으로 MOSFET BUZ10은 내부 출력 트랜지스터 대신 발진기 테스트 출력의 핀 11을 통해 스위칭됩니다.

다이오드 D1은 회로 내부의 또 다른 중요한 구성 요소입니다. 이 장치의 필수품은 고전류 스파이크를 견딜 수있는 잠재력과 느린 순방향 하락입니다. Type B5V79는 이러한 모든 요구 사항을 충족하며 다른 변형으로 대체해서는 안됩니다.

그림 1의 주 회로 다이어그램으로 돌아가서 15-20 A의 전류 최고 값은 일반적으로 회로에서 비정상적이지 않다는 점에주의해야합니다. 내부 저항이 비교적 높은 배터리로 인해 발생하는 문제를 피하기 위해 커패시터 C4는 컨버터 입력에 버퍼처럼 도입됩니다.

출력 커패시터가 전류 스파이크와 같은 빠른 펄스를 통해 컨버터에 의해 충전된다는 점을 고려할 때, 런 어웨이 커패시턴스가 가능한 최소화되도록 두 개의 커패시터가 병렬로 연결됩니다.

DC-DC 전력 변환기는 실제로 단락 보호 기능이 없습니다. 출력 단자를 단락시키는 것은 D1 및 L1을 통해 배터리를 단락시키는 것과 똑같습니다. L1의 자체 인덕턴스는 퓨즈가 끊어지는 데 필요한 기간 동안 전류를 제한 할만큼 높지 않을 수 있습니다.

인덕터 구조적 세부 사항

L1은 에나멜 처리 된 구리선을 33 번 감아 서 만듭니다. 그림 5는 비율을 보여줍니다. 대부분의 회사는 ABS 롤 위에 에나멜 처리 된 구리선을 제공하는데, 이는 일반적으로 인덕터를 구축 할 때 전자처럼 작동합니다.

인덕터 와이어를 미끄러지도록 아래쪽 가장자리에 2mm 구멍을 뚫습니다. 구멍 중 하나는 실린더 근처에 있고 다른 하나는 전자의 외주에 있습니다.

전선의 외면이나 전선의 외피를 따라 전하 캐리어의 이동을 유발하는 표피 효과 현상으로 인해 인덕터를 구성 할 때 두꺼운 전선을 고려하는 것은 유용하지 않을 수 있습니다. 이것은 변환기에 사용 된 주파수의 크기와 관련하여 평가되어야합니다.

필요한 인덕턴스 내에서 최소한의 저항을 보장하기 위해 직경 1mm의 전선 몇 개 또는 0.8mm 직경의 전선 3 ~ 4 개로 작업하는 것이 좋습니다.

약 3 개의 0.8 분 와이어를 사용하면 2 개의 1mm 와이어와 거의 동일한 전체 치수를 얻을 수 있지만 효과적인 20 % 더 높은 표면적을 제공합니다.

인덕터는 단단히 감겨져 있으며 적절한 수지 또는 에폭시 기반 화합물을 사용하여 밀봉하여 가청 노이즈 누출을 제어하거나 억제 할 수 있습니다 (작동 주파수가 가청 범위 내에 있음을 기억하십시오).

건설 및 정렬

제안 된 고전력 DC DC 컨버터 회로를위한 인쇄 회로 기판 또는 PCB 설계가 아래에 나와 있습니다.

몇 가지 구성 요소를 고려해야합니다. 저항 R2 및 R3은 매우 뜨거워 질 수 있으므로 PCB 표면 위로 몇 mm 높이에 설치해야합니다.

이 저항을 통해 이동하는 최대 전류는 최대 15A에 도달 할 수 있습니다.

power-FET는 또한 상당히 뜨거워지고 적당한 크기의 히트 싱크와 표준 운모 절연 키트가 필요합니다.

다이오드는 전원 FET에 사용되는 일반 히트 싱크 위에 이상적으로 고정 될 수 있지만 냉각없이 작동 할 수 있습니다 (장치를 전기적으로 절연해야 함). 정상적으로 작동하는 동안 인덕터는 상당한 양의 가열을 보일 수 있습니다.

이 컨버터의 입력 및 출력에 견고한 커넥터와 케이블을 통합해야합니다. 배터리는 입력 공급 라인 내에 도입 된 16A 지연 동작 퓨즈로 보호됩니다.

퓨즈는 출력 단락 중에 컨버터에 어떤 형태의 보호도 제공하지 않는다는 사실에 유의하십시오! 회로는 설정하기가 다소 쉬우 며 다음과 같은 방식으로 수행 할 수 있습니다.

R1을 조정하여 20V에서 30V 사이의 범위가 아닌 의도 된 출력 전압을 얻습니다. 출력 전압은 입력 전압보다 낮아서는 안되지만 이보다 낮게 감소 할 수 있습니다.

R4 대신 더 작은 저항을 삽입하면됩니다. 가장 높은 출력 전류는 약 3A로 예상 할 수 있습니다.

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