그러나 프로세스는 항상 관계 P = I x V를 유지합니다. 즉, 컨버터의 출력이 입력 전압을 높이면 출력이 비례 적으로 전류 감소를 겪게되므로 출력 전력이 거의 항상 입력과 동일합니다. 전력 또는 입력 전력보다 적습니다.
부스트 컨버터의 작동 원리
부스트 컨버터는 SMPS 또는 스위치 모드 전원 공급 장치의 일종으로 기본적으로 두 개의 활성 반도체 (트랜지스터 및 다이오드)와 더 높은 효율을 위해 커패시터 또는 인덕터 형태의 최소 하나의 수동 부품으로 작동합니다.여기서 인덕터는 기본적으로 전압을 높이는 데 사용되며 커패시터는 스위칭 변동을 필터링하고 컨버터 출력에서 전류 리플을 줄이기 위해 도입됩니다.
부스트 또는 스텝 업이 필요할 수있는 입력 전원 공급 장치는 배터리, 태양열 패널, 모터 기반 발전기 등과 같은 적절한 DC 소스에서 얻을 수 있습니다.
작동 원리
부스트 컨버터의 인덕터는 입력 전압을 높이는 데 중요한 역할을합니다.
인덕터에서 부스트 전압을 활성화하는 중요한 측면은 갑작스런 유도 전류에 저항하거나 반대하는 고유 한 특성과 자기장 생성 및 이후 자기 파괴로 인한 반응 때문입니다. 들. 파괴는 저장된 에너지의 방출로 이어집니다.
위의 프로세스는 인덕터에 전류를 저장하고 역기전력의 형태로 출력을 통해 저장된 전류를 킥백하게합니다.
릴레이 트랜지스터 드라이버 회로는 부스트 컨버터 회로의 좋은 예라고 할 수 있습니다. 릴레이에 연결된 플라이 백 다이오드는 릴레이 코일에서 역 역기전력을 단락시키고 스위치가 꺼질 때마다 트랜지스터를 보호하기 위해 도입됩니다.
이 다이오드가 제거되고 다이오드 커패시터 정류기가 트랜지스터의 컬렉터 / 이미 터에 연결되면 릴레이 코일의 부스트 전압이이 커패시터에 수집 될 수 있습니다.
부스트 컨버터 설계의 프로세스는 항상 입력 전압보다 높은 출력 전압을 생성합니다.
부스트 컨버터 구성
다음 그림을 참조하면 표준 부스트 컨버터 구성을 볼 수 있으며 작동 패턴은 다음과 같이 이해 될 수 있습니다.표시된 장치 (표준 전원 BJT 또는 MOSFET 일 수 있음)가 켜지면 입력 전원의 전류가 인덕터로 들어가 트랜지스터를 통해 시계 방향으로 흘러 입력 전원의 음의 끝에서 사이클을 완료합니다.
위의 과정에서 인덕터는 갑작스런 전류 유입을 경험하고 유입에 저항하려고 시도하여 자기장 생성을 통해 일정량의 전류를 저장하게됩니다.
다음 후속 시퀀스에서 트랜지스터가 꺼지면 전류 전도가 중단되지만 다시 인덕터 양단의 전류 레벨이 갑자기 변경됩니다. 인덕터는 저장된 전류를 킥백하거나 방출하여 이에 응답합니다. 트랜지스터가 OFF 위치에 있기 때문에이 에너지는 다이오드 D를 통과하고 역기전력 형태로 표시된 출력 단자를 가로 질러 경로를 찾습니다.
인덕터는 트랜지스터가 스위치 ON 모드에있는 동안 이전에 생성 된 자기장을 파괴하여이를 수행합니다.
그러나 위의 에너지 방출 프로세스는 반대 극성으로 구현되어 입력 공급 전압이 인덕터 역기전력 전압과 직렬로 연결됩니다. 그리고 우리 모두는 공급 소스가 직렬로 결합 될 때 순 전압이 더해져 더 큰 결합 결과를 생성한다는 것을 알고 있습니다.
인덕터 방전 모드 동안 부스트 컨버터에서도 동일한 현상이 발생하여 위의 다이어그램에 표시된 것처럼 인덕터 역기전력 전압과 기존 공급 전압의 조합 결과 일 수있는 출력을 생성합니다.
이 결합 된 전압은 궁극적으로 연결된 부하에 도달하기 위해 다이오드 D 및 양단 커패시터 C를 통해 경로를 찾는 부스트 출력 또는 스텝 업 출력을 생성합니다.
커패시터 C는 여기에서 매우 중요한 역할을합니다. 인덕터 방전 모드 동안 커패시터 C는 방출 된 결합 에너지를 저장하고 트랜지스터가 다시 꺼지고 인덕터가 저장 모드에있을 때 다음 단계에서 커패시터 C가 시도합니다. 자체 저장된 에너지를 부하에 공급하여 평형을 유지합니다. 아래 그림을 참조하십시오.
이것은 트랜지스터의 ON 및 OFF 기간 동안 전력을 획득 할 수있는 연결된 부하에 대해 비교적 안정적인 전압을 보장합니다.
C가 포함되지 않은 경우이 기능이 취소되어 부하에 대한 전력이 낮아지고 효율이 낮아집니다.
위에서 설명한 프로세스는 트랜지스터가 주어진 주파수에서 ON / OFF 전환되면서 계속되어 부스트 변환 효과를 유지합니다.
작동 모드
부스트 컨버터는 주로 연속 모드와 불연속 모드의 두 가지 모드로 작동 할 수 있습니다.연속 모드에서 인덕터 전류는 방전 프로세스 동안 (트랜지스터가 꺼져있는 동안) 0에 도달 할 수 없습니다.
이는 트랜지스터의 ON / OFF 시간이 부하와 커패시터 C에서 완전히 방전되기 전에 인덕터가 항상 스위치 ON 트랜지스터를 통해 입력 공급 장치와 빠르게 다시 연결되도록 치수를 정할 때 발생합니다.
이를 통해 인덕터는 효율적인 속도로 지속적으로 부스트 전압을 생성 할 수 있습니다.
불연속 모드에서 트랜지스터 스위치 ON 타이밍은 너무 넓어서 인덕터가 완전히 방전되고 트랜지스터의 스위치 ON 기간 사이에 비활성 상태를 유지하여 부하와 커패시터 C에 엄청난 리플 전압을 생성 할 수 있습니다.
이로 인해 출력의 효율성이 떨어지고 변동이 심해질 수 있습니다.
가장 좋은 접근 방식은 출력 전체에 최대 안정 전압을 생성하는 트랜지스터의 ON / OFF 시간을 계산하는 것입니다. 즉, 인덕터가 너무 빨리 켜지지 않아 방전을 허용하지 않도록 인덕터가 최적으로 전환되었는지 확인해야합니다. 최적으로, 그리고 너무 늦게 스위치를 켜지 않으면 비효율적 인 지점이 소모 될 수 있습니다.
부스트 컨버터의 계산, 인덕턴스, 전류, 전압 및 듀티 사이클
여기에서는 부스트 컨버터를 작동하는 데 바람직한 방법 인 연속 모드에 대해서만 설명합니다. 연속 모드에서 부스트 컨버터와 관련된 계산을 평가 해 보겠습니다.트랜지스터가 스위치 ON 단계에있는 동안 입력 소스 전압 (
)는 인덕터 양단에 적용되어 전류 ( 
) (t)로 표시된 일정 기간 동안 인덕터를 통해 축적됩니다. 이것은 다음 공식으로 표현 될 수 있습니다. ΔIL / Δt = Vt / L
트랜지스터의 ON 상태가 끝나고 트랜지스터가 꺼 지려고 할 때 인덕터에 축적되는 전류는 다음 공식에 의해 주어질 수 있습니다.
ΔIL (on) = 1 / L 0ʃDT
또는
너비 = DT (Vi) / L
여기서 D는 듀티 사이클입니다. 정의를 이해하기 위해 이전 b를 참조 할 수 있습니다. uck 변환기 관련 게시물
L은 Henry에서 인덕터의 인덕턴스 값을 나타냅니다.
이제 트랜지스터가 OFF 상태에 있고 다이오드가 최소 전압 강하를 제공하고 커패시터 C가 거의 일정한 출력 전압을 생성 할 수있을만큼 충분히 크다고 가정하면 출력 전류 (
)는 다음 식의 도움으로 추론 할 수 있습니다. Vi-Vo = LdI / dt
또한 현재 변형 (
) 방전 기간 (트랜지스터 꺼짐 상태) 동안 인덕터에서 발생할 수있는 현상은 다음과 같이 주어질 수 있습니다. ΔIL (꺼짐) = 1 / L x DTʃT (Vi-Vo) dt / L = (Vi-Vo) (1-D) T / L
컨버터가 비교적 안정된 조건에서 작동 할 수 있다고 가정하면 정류 (스위칭) 사이클 전체에 걸쳐 인덕터 내부에 저장된 전류 또는 에너지의 크기가 일정하거나 동일한 속도로 가정 될 수 있으며 다음과 같이 표현할 수 있습니다.
E = ½ L x 2IL
위의 내용은 또한 정류 기간 동안 또는 ON 상태의 시작과 OFF 상태의 끝에서 전류가 동일해야하므로 전류 레벨의 변화에 따른 결과 값은 0이어야 함을 의미합니다. 아래 표현 :
ΔIL (켜짐) + ΔIL (꺼짐) = 0
위의 공식에서 ΔIL (on) 및 ΔIL (off)의 값을 이전 파생에서 대체하면 다음과 같은 결과를 얻을 수 있습니다.
IL (켜짐)-ΔIL (꺼짐) = Vidt / L + (Vi-Vo) (1-D) T / L = 0
이를 더 단순화하면 다음과 같은 결과가 나타납니다 .Vo / Vi = 1 / (1 – D)
또는
Vo = Vi / (1-D)
위의 표현은 부스트 컨버터의 출력 전압이 항상 입력 공급 전압 (듀티 사이클의 전체 범위, 0 ~ 1)보다 높음을 분명히 나타냅니다.
위의 방정식에서 양쪽 항을 섞으면 부스트 컨버터 작동 사이클에서 듀티 사이클을 결정하기위한 방정식을 얻습니다.
D = 1-Vo / Vi
위의 평가는 정확한 부스트 컨버터 설계를 계산하고 최적화하는 데 효과적으로 사용할 수있는 부스트 컨버터 작동과 관련된 다양한 매개 변수를 결정하기위한 다양한 공식을 제공합니다.
부스트 컨버터 전력 단 계산
부스트 컨버터 전력 단을 계산하려면 다음 4 가지 지침이 필요합니다.
1. 입력 전압 범위 : Vin (min) 및 Vin (max)
2. 최소 출력 전압 : Vout
3. 가장 높은 출력 전류 : Iout (max)
4. 부스트 컨버터 구축에 사용되는 IC 회로.
이는 데이터 시트에 언급되지 않은 계산에 대한 특정 개요를 취해야하기 때문에 종종 필수 사항입니다.
이러한 제한 사항이 일반적으로 전력 단계의 근사치에 익숙한 경우
일어난다.
최고 스위칭 전류 평가
스위칭 전류를 결정하는 기본 단계는 최소 입력 전압에 대한 듀티 사이클 D를 파악하는 것입니다. 최소 입력 전압은 주로 가장 높은 스위치 전류를 발생시키기 때문에 사용됩니다.
D = 1-{Vin (분) x n} / Vout ---------- (1)
Vin (min) = 최소 입력 전압
Vout = 필요한 출력 전압
n = 컨버터의 효율, 예 : 예상 값은 80 % 일 수 있습니다.
컨버터가 전력 손실도 표시해야하기 때문에 효율은 듀티 사이클 계산에 포함됩니다. 이 추정은 효율 계수가없는 공식에 비해 더 합리적인 듀티 사이클을 제공합니다.
약 80 %의 허용 오차를 허용해야합니다.
컨버터 최악의 경우 효율), 고려하거나 선택한 컨버터 데이터 시트의 기존 기능 부분을 참조해야합니다.
리플 전류 계산
가장 높은 스위칭 전류를 계산하기위한 후속 조치는 인덕터 리플 전류를 파악하는 것입니다.
컨버터 데이터 시트에서는 일반적으로 특정 인덕터 또는 다양한 인덕터가 IC와 함께 작동하는 것으로 언급됩니다. 따라서 우리는 제안 된 인덕터 값을 사용하여 리플 전류를 계산해야합니다 (데이터 시트에 아무것도 표시되지 않은 경우 인덕터 목록에서 추정 된 값).
에스 부스트 컨버터 전력 스테이지를 계산하기 위해이 애플리케이션 노트를 선택했습니다.
델타 I (l) = {Vin (최소) x D} / f (s) x L ---------- (2)
Vin (min) = 최소 입력 전압
D = 방정식 1에서 측정 된 듀티 사이클
f (s) = 컨버터의 최소 스위칭 주파수
L = 선호하는 인덕터 값
이후에 선호되는 IC가 최적의 출력을 제공 할 수 있는지 설정해야합니다.
흐름.
Iout (max) = [I lim (min)-Delta I (l) / 2] x (1-D) ---------- (삼)
I lim (min) = 최소값
관련 스위치의 현재 제한 (데이터에 강조 표시됨)
시트)
델타 I (l) = 이전 방정식에서 측정 된 인덕터 리플 전류
D = 첫 번째 방정식에서 계산 된 듀티 사이클
결정된 IC의 최적 출력 전류에 대한 추정값 Iout (max)이 시스템에서 예상되는 최대 출력 전류보다 낮을 경우 스위치 전류 제어가 약간 더 높은 대체 IC를 실제로 사용해야합니다.
Iout (max)에 대한 측정 값이 예상보다 작을 수 있다는 조건에서 모집 된 IC는 여전히 규정 된 시리즈에있을 때마다 더 큰 인덕턴스를 가진 인덕터를 사용하여 적용 할 수 있습니다. 인덕턴스가 클수록 리플 전류가 줄어들므로 특정 IC에서 최대 출력 전류가 향상됩니다.
설정된 값이 프로그램의 최고 출력 전류보다 높으면 장비의 최대 스위치 전류가 파악됩니다.
Isw (최대) = 델타 I (L) / 2 + Iout (최대) / (1-D) --------- (4)
델타 I (L) = 두 번째 방정식에서 측정 된 인덕터 리플 전류
Iout (max), = 유틸리티에 필수적인 최적의 출력 전류
D = 앞서 측정 한 듀티 사이클
실제로는 최적의 전류이며, 인덕터, 밀폐형 스위치 외에 외부 다이오드가 맞서야합니다.
인덕터 선택
때때로 데이터 시트는 권장되는 수많은 인덕터 값을 제공합니다. 이런 상황이라면이 범위의 인덕터를 선호 할 것입니다. 인덕터 값이 클수록 리플 전류 감소로 인해 최대 출력 전류가 증가합니다.
인덕터 값을 줄이면 축소 된 것이 솔루션 크기입니다. 인덕터는 인덕턴스를 낮추면 전류 속도가 빨라지므로 식 4에 지정된 최대 전류와 달리 더 나은 정격 전류를 반드시 포함해야합니다.
인덕터 범위 ls가 제공되지 않은 요소의 경우 다음 그림은 적합한 인덕터에 대한 신뢰할 수있는 계산입니다.
L = Vin x (Vout-Vin) / Delta I (L) x f (s) x Vout --------- (5)
Vin = 표준 입력 전압
Vout = 선호하는 출력 전압
f (s) = 컨버터의 최소 스위칭 주파수
델타 I (L) = 예상 인덕터 리플 전류, 아래를 참조하십시오.
인덕터 리플 전류는 인덕터 ls가 인식되지 않기 때문에 첫 번째 방정식으로 측정 할 수 없습니다. 인덕터 리플 전류에 대한 사운드 근사치는 출력 전류의 20 % ~ 40 %입니다.
델타 I (L) = (0.2 ~ 0.4) x Iout (최대) x Vout / Vin ---------- (6)
델타 I (L) = 예상 인덕터 리플 전류
Iout (max) = 최적 출력
신청에 필요한 전류
정류기 다이오드 결정
손실을 줄이려면 쇼트 키 다이오드가 정말 좋은 선택이되어야합니다.
필요한 것으로 간주되는 순방향 전류 정격은 최대 출력 전류와 동등합니다.
I (f) = Iout (최대) ---------- (7)
I (f) = 일반
정류기 다이오드의 순방향 전류
Iout (max) = 프로그램에서 중요한 최적 출력 전류
쇼트 키 다이오드는 정상 정격에 비해 훨씬 더 많은 피크 전류 정격을 포함합니다. 이것이 프로그램에서 증가 된 피크 전류가 큰 문제가 아닌 이유입니다.
모니터링해야 할 두 번째 매개 변수는 다이오드의 전력 손실입니다. 다음을 처리하기 위해 구성됩니다.
P (d) = I (f) x V (f) ---------- (8)
I (f) = 정류 다이오드의 평균 순방향 전류
V (f) = 정류 다이오드의 순방향 전압
출력 전압 설정
대부분의 컨버터는 저항 분배기 네트워크 (내장 될 수 있음)를 사용하여 출력 전압을 할당합니다.고정 출력 전압 변환기 여야 함).
할당 된 피드백 전압 V (fb) 및 피드백 바이어스 전류 I (fb)를 사용하면 전압 분배기가
계산.
저항 분배기를 사용하는 전류는 피드백 바이어스 전류보다 약 100 배 정도 클 수 있습니다.
I (r1 / 2)> 또는 = 100 x I (fb) ---------- (9)
I (r1 / 2) = GND에 대한 저항 분배기 과정의 전류
I (fb) = 데이터 시트의 피드백 바이어스 전류
이는 전압 평가에 대한 1 % 미만의 부정확성을 증가시킵니다. 전류는 추가로 상당히 큽니다.
더 작은 저항 값의 주요 문제는 관련성이 다소 높아질 수 있다는 점을 제외하고는 저항 분배기에서 전력 손실이 증가한다는 것입니다.
위의 신념으로 저항은 다음과 같이 작동합니다.
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (10)
R1 = R2 x [Vout / V (fb)-1] ---------- (11)
R1, R2 = 저항 분배기.
V (fb) = 데이터 시트의 피드백 전압
I (r1 / 2) = GND에 대한 저항 분배기로 인한 전류, 방정식 9에서 설정
Vout = 계획된 출력 전압
입력 커패시터 선택
입력 커패시터의 최소값은 일반적으로 데이터 시트에 나와 있습니다. 이 최소값은 스위칭 전원 공급 장치의 피크 전류 전제 조건으로 인해 입력 전압을 안정적으로 유지하는 데 중요합니다.
가장 적합한 방법은 감소 된 등가 직렬 저항 (ESR) 세라믹 커패시터를 사용하는 것입니다.
유전체 요소는 X5R 이상이어야합니다. 그렇지 않으면 커패시터가 DC 바이어스 또는 온도로 인해 대부분의 커패시턴스를 떨어 뜨릴 수 있습니다 (참조 7 및 8 참조).
입력 전압에 잡음이있는 경우 실제로 값이 높아질 수 있습니다.
출력 커패시터 선택
가장 좋은 방법은 작은 ESR 커패시터를 찾아 출력 전압의 리플을 줄이는 것입니다. 세라믹 커패시터는 유전체 요소가 X5R 유형 이상일 때 올바른 유형입니다.컨버터가 외부 보상을받는 경우 데이터 시트에서 가장 작은 것보다 높은 모든 종류의 커패시터 값을 적용 할 수 있지만, 선택한 출력 커패시턴스에 대해 어떻게 든 보상을 변경해야합니다.
내부적으로 보상 된 컨버터를 사용하는 경우 권장되는 인덕터 및 커패시터 값에 익숙해 지거나 출력 커패시터를 조정하기위한 데이터 시트의 정보를 L x C 비율로 채택 할 수 있습니다.
2 차 보상을 사용하면 계획된 출력 전압 리플에 대한 출력 커패시터 값을 조정하는 데 다음 방정식이 도움이 될 수 있습니다.
Cout (min) = Iout (최대) x D / f (s) x Delta Vout ---------- (12)
Cout (min) = 최소 출력 커패시턴스
Iout (max) = 사용의 최적 출력 전류
D = 방정식 1로 계산 된 듀티 사이클
f (s) = 컨버터의 최소 스위칭 주파수
Delta Vout = 이상적인 출력 전압 리플
출력 커패시터의 ESR은 다음 방정식으로 미리 할당 된 리플을 더 많이 증가시킵니다.
델타 Vout (ESR) = ESR x [Iout (최대) / 1 -D + 델타 I (l) / 2] ---------- (13)
델타 Vout (ESR) = 커패시터 ESR로 인한 대체 출력 전압 리플
ESR = 사용 된 출력 커패시터의 등가 직렬 저항
Iout (max) = 활용의 최대 출력 전류
D = 첫 번째 방정식에서 계산 된 듀티 사이클
델타 I (l) = 방정식 2 또는 방정식 6의 인덕터 리플 전류
부스트 컨버터의 전력 단계를 평가하기위한 방정식
최대 듀티 사이클 : D = 1-와인 (분) x n / Vout ---------- (14)
Vin (min) = 최소 입력 전압
Vout = 예상 출력 전압
n = 컨버터의 효율, 예 : 85 % 추정
인덕터 리플 전류 :
델타 I (l) = Vin (분) x D / f (s) x L ---------- (15)
Vin (min) = 최소 입력 전압
D = 방정식 14에서 설정된 듀티 사이클
f (s) = 컨버터의 공칭 스위칭 주파수
L = 지정된 인덕터 값
지정된 IC의 최대 출력 전류 :
Iout (max) = [Ilim (min)-Delta I (l)] x (1-D) ---------- (16)Ilim (min) = 적분 스위치의 전류 제한의 최소값 (데이터 시트에 제공됨)
델타 I (l) = 방정식 15에 설정된 인덕터 리플 전류
D = 방정식 14에서 추정 된 듀티 사이클
애플리케이션 별 최대 스위치 전류 :
Isw (최대) = 델타 I (l) / 2 + Iout (최대) / (1-D) ---------- (17)델타 I (l) = 방정식 15에서 추정 된 인덕터 리플 전류
Iout (max), = 유틸리티에 필요한 최대 출력 전류
D = 방정식 14에서 계산 된 듀티 사이클
인덕터 근사치 :
L = Vin x (Vout-Vin) / Delta I (l) x f (s) x Vout ---------- (18)Vin = 공통 입력 전압
Vout = 계획된 출력 전압
f (s) = 컨버터의 최소 스위칭 주파수
델타 I (l) = 예상 인덕터 리플 전류, 방정식 19 참조
인덕터 리플 전류 평가 :
델타 I (l) = (0.2 ~ 0.4) x Iout (최대) x Vout / Vin ---------- (19)델타 I (l) = 예상 인덕터 리플 전류
Iout (max) = 사용에 중요한 가장 높은 출력 전류
정류기 다이오드의 일반적인 순방향 전류 :
I (f) = Iout (최대) ---------- (20)
Iout (max) = 유틸리티에 적합한 최적의 출력 전류
정류기 다이오드의 전력 손실 :
P (d) = I (f)
x V (f) ---------- (21)
I (f) = 정류 다이오드의 일반적인 순방향 전류
V (f) = 정류 다이오드의 순방향 전압
출력 전압 포지셔닝을 위해 저항 분배기 네트워크를 사용하여 전류 :
I (r1 / 2)> 또는 = 100 x I (fb) ---------- (22)I (fb) = 데이터 시트의 피드백 바이어스 전류
FB 핀과 GND 사이의 저항 값 :
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (23)
FB 핀과 Vout 사이의 저항 값 :
R1 = R2 x [Vout / V (fb)-1] ---------- (24)
V (fb) = 데이터 시트의 피드백 전압
I (r1 / 2) = 전류
GND에 대한 저항 분배기로 인해 방정식 22에서 알 수 있습니다.
Vout = 출력 전압 찾기
최소 출력 커패시턴스 (그렇지 않으면 데이터 시트에 미리 할당 됨) :
Cout (min) = Iout (최대) x D / f (s) x Delta I (l) ---------- (25)
Iout (max) = 프로그램의 가능한 최대 출력 전류
D = 방정식 14에서 계산 된 듀티 사이클
f (s) = 컨버터의 최소 스위칭 주파수
델타 Vout = 예상 출력 전압 리플
ESR로 인한 과도한 출력 전압 리플 :
델타 Vout (esr) = ESR x [Iout (최대) / (1-D) + 델타 I (l) / 2 ---------- (26)
ESR = 사용 된 출력 커패시터의 병렬 직렬 저항
Iout (max) = 사용의 최적 출력 전류
D = 방정식 14에서 결정된 듀티 사이클
델타 I (l) = 방정식 15 또는 방정식 19의 인덕터 리플 전류
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