벅 부스트 회로의 작동 방식

우리는 모두 벅 및 부스트 회로에 대해 많이 들었고 기본적으로 이러한 회로가 입력에서 주어진 전압을 높이거나 낮추기 위해 SMPS 설계에 사용된다는 것을 알고 있습니다. 이 기술의 흥미로운 점은 무시할 수있는 열 발생으로 위의 기능을 허용하여 매우 효율적인 변환을 가능하게한다는 것입니다.

Buck-Boost 란 무엇이며 작동 원리

초보자에게도 정확히 벅 부스트 개념이 무엇인지 더 쉽게 이해할 수 있도록 많은 기술을 포함하지 않고 첫 번째 섹션에서 개념을 배워 보겠습니다.

벅, 부스트 및 벅-부스트라는 세 가지 기본 토폴로지 중 세 번째 토폴로지는 입력 펄스를 변경하여 단일 구성을 통해 두 기능 (벅 부스트)을 모두 사용할 수 있기 때문에 더 많이 사용됩니다.

벅-부스트 토폴로지에서 우리는 주로 트랜지스터 또는 MOSFET 형태 일 수있는 전자 스위칭 부품을 가지고 있습니다. 이 구성 요소는 통합 발진기 회로의 맥동 신호를 통해 전환됩니다.

위의 스위칭 구성 요소 외에도 회로에는 인덕터, 다이오드 및 커패시터가 주성분으로 있습니다.

이러한 모든 부분은 다음 다이어그램에서 볼 수있는 형식으로 배열됩니다.

위의 벅 부스트 다이어그램을 참조하면 MOSFET은 ON 상태와 OFF 상태의 두 가지 조건에서 작동하도록하는 펄스를 수신하는 부분입니다.

ON 상태에서 입력 전류는 MOSFET을 통해 명확한 경로를 얻고 다이오드가 역 바이어스 상태에 있기 때문에 인덕터를 가로 질러 즉시 통과하려고합니다.

인덕터는 고유 한 특성으로 인해 갑작스런 전류의 가해지는 것을 제한하려고 시도하고 보상 응답에서 일정량의 전류를 저장합니다.

이제 MOSFET이 꺼지면 즉시 OFF 상태가되어 입력 전류의 통과를 차단합니다.

다시 인덕터는 주어진 크기에서 0으로의 급격한 전류 변화에 대처할 수 없으며이를 보상하기위한 응답으로 회로의 출력에서 ​​다이오드를 통해 저장된 전류를 킥백합니다.

이 과정에서 전류도 커패시터에 저장됩니다.

MOSFET의 다음 ON 상태 동안 위와 같이 사이클이 반복되지만 인덕터에서 사용할 수있는 전류가없는 상태에서 커패시터는 저장된 에너지를 출력으로 방전하여 출력을 최적화 된 수준으로 안정적으로 유지하는 데 도움이됩니다.

출력에서 BUCK 또는 BOOST 결과를 결정하는 요소가 무엇인지 궁금 할 수 있습니다. 매우 간단합니다. MOSFET이 ON 상태 또는 OFF 상태에 머무를 수있는 기간에 따라 다릅니다.

MOSFET ON 시간이 증가하면 회로가 부스트 컨버터로 변환되기 시작하고 MOSFET OFF 시간이 ON 시간을 초과하면 회로가 벅 컨버터처럼 동작합니다.

따라서 동일한 회로에서 필요한 전환을 얻기 위해 최적화 된 PWM 회로를 통해 MOSFET에 입력 할 수 있습니다.

SMPS 회로에서보다 기술적으로 벅 / 부스트 토폴로지 탐색 :

위 섹션에서 논의한 바와 같이 스위치 모드 전원 공급 장치와 함께 널리 사용되는 세 가지 기본 토폴로지는 벅, 부스트 및 벅 부스트입니다.

이들은 기본적으로 입력 전력 스테이지가 출력 전력 섹션과 공통 기반을 공유하는 비 절연입니다. 물론 매우 드물지만 격리 된 버전도 찾을 수 있습니다.

위에서 표현한 세 가지 토폴로지는 고유 한 특성에 따라 고유하게 구별 할 수 있으며, 특성은 정상 상태 전압 변환 비율, 입력 및 출력 전류의 특성 및 출력 전압 리플의 특성으로 식별 될 수 있습니다.

또한 출력 전압 실행에 대한 듀티 사이클의 주파수 응답은 중요한 속성 중 하나로 간주 될 수 있습니다.

위에서 언급 한 세 가지 토폴로지 중에서 벅-부스트 토폴로지는 출력이 입력 전압 (벅 모드)보다 낮은 전압으로 작동하고 입력 전압 (부스트 모드)보다 높은 전압을 생성 할 수 있기 때문에 가장 선호되는 토폴로지입니다.

그러나 출력 전압은 항상 입력과 반대 극성으로 획득 할 수 있으므로 문제가 발생하지 않습니다.

벅 부스트 컨버터에 적용된 입력 전류는 관련 전원 스위치 (Q1)의 스위칭으로 인한 맥동 전류의 형태입니다.

여기에서 전류는 모든 펄스 사이클 동안 0에서 l로 전환됩니다. 출력에 대해서도 마찬가지이며 한 방향으로 만 전도하는 관련 다이오드 때문에 스위칭 사이클 동안 ON 및 OFF 맥동 상황이 발생하기 때문에 맥동 전류가 발생합니다. .

커패시터는 다이오드가 스위치 OFF 또는 역 바이어스 상태 일 때 보상 전류를 제공하는 역할을합니다.

이 기사에서는 예시적인 파형을 제시하여 연속 모드 및 불연속 모드 작동에서 벅-부스트 컨버터의 정상 상태 기능을 설명합니다.

듀티 사이클-출력 전압 교환 기능은 PWM 스위치 설계를 도입 한 후에 제공됩니다.

그림 1은 드라이브 회로 블록이 추가 된 벅-부스트 전력 단의 단순한 개략도입니다. 전원 스위치 Q1은 n 채널 MOSFET입니다. 출력 다이오드는 CR1입니다.

인덕터 L과 커패시터 C는 효율적인 출력 필터링을 구성합니다. 커패시터 ESR, RC (등가 직렬 저항) 및 인덕터 DC 저항, RL은 모두. 저항 R은 전력 단 출력으로 식별되는 부하에 해당합니다.

벅-부스트 전력 단의 일반적인 기능 과정에서 Q1은 제어 회로에 의해 제어되는 켜기 및 끄기 시간으로 지속적으로 켜지고 꺼집니다.

이 스위칭 동작은 Q1, CR1 및 L의 교차점에서 펄스 체인을 허용합니다.

인덕터 L이 출력 커패시터 C에 연결되어 있어도 CR1 만 전도하면 성공적인 L / C 출력 필터가 설정됩니다. 연속 된 펄스를 청소하여 DC 출력 전압을 생성합니다.

벅-부스트 단계 정상 상태 분석

전력 단은 연속 또는 불연속 인덕터 전류 설정에서 작동 할 수 있습니다. 연속 인덕터 전류 모드는 정상 상태 프로세스에서 스위칭 시퀀스 동안 인덕터의 연속 전류에 의해 식별됩니다.

불연속 인덕터 전류 모드는 스위칭 사이클의 한 구간 동안 인덕터 전류가 0으로 유지되는 것으로 식별됩니다. 0에서 시작하여 최대 값까지 확장되며 모든 스위칭 패턴 과정에서 0으로 돌아옵니다.

두 가지 다른 방법은 나중에 훨씬 더 자세히 언급되며 정격 부하의 능력에 따라 선택한 기능 모드를 유지하기위한 인덕터 값에 대한 모델 제안이 제시됩니다. 전력 단 주파수 응답이 두 개의 별개의 작동 기술 사이에서 실질적으로 변경되기 때문에 컨버터가 예상되는 작동 상황에서만 단일 형식으로되는 것이 유리합니다.

이 평가를 통해 n 채널 전력 MOSFET이 사용되며 FET를 켜기 위해 제어 회로에 의해 게이트에서 Q1의 소스 단자로 양의 전압 VGS (ON)가 공급됩니다. n- 채널 FET를 사용하는 이점은 RDS (on)가 더 낮지 만 정지 된 드라이브가 필요하기 때문에 제어 회로가 까다 롭습니다. 동일한 패키지 크기의 경우 p- 채널 FET는 더 높은 RDS (on)를 갖지만 일반적으로 플로팅 드라이브 회로가 필요하지 않을 수 있습니다.

트랜지스터 Q1 및 다이오드 CR1은 단자가 a, p 및 c 태그가 지정된 점선 윤곽선 안에 표시되어 있습니다. Buck-Boost Power Stage Modeling 부분에서 자세히 설명합니다.

벅 부스트 정상 상태 연속 전도 모드 분석

다음은 연속 전도 방법에서 정상 상태 작동에서 작동하는 벅 부스트에 대한 설명입니다. 이 세그먼트의 주요 목적은 연속 전도 모드 벅-부스트 전력 단계에 대한 전압 변환 관계의 유도를 제시하는 것입니다.

이는 출력 전압이 듀티 사이클과 입력 전압에 의해 결정되는 방식을 나타내거나 반대로 입력 전압 및 출력 전압에 따라 듀티 사이클이 결정되는 방식을 나타 내기 때문에 중요합니다.

정상 상태는 입력 전압, 출력 전압, 출력 부하 전류 및 듀티 사이클이 변동이 아니라 일정하다는 것을 의미합니다. 일반적으로 대문자는 정상 상태 크기를 제안하기 위해 변수 레이블에 제공됩니다. 연속 전도 모드에서 벅-부스트 컨버터는 스위칭주기 당 몇 가지 상태를 취합니다.

ON 상태는 Q1이 ON이고 CR1이 OFF 일 때마다 나타납니다. OFF 상태는 Q1이 OFF이고 CR1이 ON 일 때마다입니다. 쉬운 선형 회로는 회로의 스위치가 각 상태 과정에서 일치하는 회로로 대체되는 두 상태를 각각 상징 할 수 있습니다. 두 조건 각각에 대한 회로도는 그림 2에 나와 있습니다.

ON 상태의 기간은 D × TS = TON이며, 여기서 D는 구동 회로에 의해 고정 된 듀티 사이클이며, 단일 전체 스위칭 시퀀스의 기간 Ts에 대한 스위치 ON 기간의 비율로 묘사됩니다.

OFF 상태의 길이를 TOFF라고합니다. 연속 전도 모드의 경우 스위칭 사이클 당 몇 가지 조건 만 찾을 수 있기 때문에 TOFF는 (1−D) × TS와 같습니다. 크기 (1-D)는 때때로 D '라고합니다. 이 기간은 그림 3의 파형과 함께 표시됩니다.

그림 2를 보면 ON 상태 과정에서 Q1은 드레인에서 소스까지 감소 된 저항 RDS (on)을 제공하고 VDS = IL × RDS (on)의 더 작은 전압 강하를 나타냅니다.

또한 IL × RL과 동일한 인덕터의 dc 저항에 걸쳐 약간의 전압 강하가 있습니다.

이에 따라 입력 전압 VI, 마이너스 결함 (VDS + IL × RL)이 인덕터 양단에 적용됩니다. L. CR1은 역 바이어스되므로이 기간 내에 OFF됩니다.

인덕터 전류 IL은 입력 전원 VI에서 Q1을 거쳐 접지로 전달됩니다. ON 상태에서 인덕터 양단에 걸리는 전압은 일정하며 VI-VDS-IL × RL과 동일합니다.

그림 2에 표시된 전류 IL의 극성 표준에 따라 인덕터 전류는 실행 된 전압으로 인해 부스트됩니다. 또한인가 전압이 근본적으로 일정하기 때문에 인덕터 전류는 선형 적으로 상승합니다. TON 과정에서 인덕터 전류의 이러한 부스트는 그림 3에 나와 있습니다.

인덕터 전류 부스트 레벨은 일반적으로 잘 알려진 공식의 형태를 사용하여 결정됩니다.

ON 상태에서 인덕터 전류 상승은 다음과 같이 표시됩니다.

이 크기 인 ΔIL (+)을 인덕터 리플 전류라고합니다. 또한이 간격을 통해 출력 부하 전류의 모든 비트가 출력 커패시터 C에서 유입됩니다.

그림 2를 참조하면 Q1이 OFF 인 동안 드레인에서 소스까지 증가 된 임피던스를 제공합니다.

결과적으로 인덕터 L에서 흐르는 전류는 즉시 조정할 수 없기 때문에 전류는 Q1에서 CR1로 전환됩니다. 인덕터 전류 감소의 결과로, 인덕터 양단의 전압은 정류기 CR1이 순방향 바이어스로 바뀌고 ON으로 전환 될 때까지 극성을 반전시킵니다.

L에 연결된 전압은 크기 Vd가 CR1의 순방향 전압 강하 인 (VO-Vd-IL x RL)로 바뀝니다. 이 시점에서 인덕터 전류 IL은 출력 커패시터 및 부하 저항 배열에서 CR1을 통해 음극 라인으로 전달됩니다.

CR1의 정렬과 인덕터의 전류 순환 경로는 출력 커패시터 및 부하 저항 그룹에서 흐르는 전류가 VO가 마이너스 전압이됨을 의미합니다. OFF 상태에서 인덕터 양단에 연결된 전압은 안정적이며 (VO − Vd − IL × RL)과 동일합니다.

마찬가지로 극성 규칙을 유지하면서이 연결된 전압은 출력 전압 VO가 음수이기 때문에 마이너스 (또는 ON 시간 동안 연결된 전압의 극성이 반대 임)입니다.

따라서 인덕터 전류는 OFF 시간 내내 낮아집니다. 또한 연결된 전압이 기본적으로 일정하기 때문에 인덕터 전류는 선형 적으로 감소합니다. TOFF 과정에서 인덕터 전류의 이러한 감소는 그림 3에 요약되어 있습니다.

OFF 상황을 통한 인덕터 전류 감소는 다음을 통해 제공됩니다.

이 크기 ΔIL (-)은 인덕터 리플 전류라고 할 수 있습니다. 안정된 상태에서 ON 시간 동안의 전류 상승 ΔIL (+)과 OFF 시간 동안의 전류 감소 ΔIL (-)은 동일해야합니다.

그렇지 않으면 인덕터 전류가 안정된 조건 환경이 아닌주기 간 전체적인 부스트 또는 감소를 제공 할 수 있습니다.

따라서이 두 방정식은 VO가 벅-부스트 전압 전환 제휴 형태의 연속 전도를 획득하기 위해 동일하게 적용되고 계산 될 수 있습니다.

VO 결정 :

뿐만 아니라 TS를 TON + TOFF로 대체하고 D = TON / TS 및 (1-D) = TOFF / TS를 사용하면 VO에 대한 정상 상태 방정식은 다음과 같습니다.

위의 단순화에서 TON + TOFF는 TS와 유사해야합니다. 이것은 불연속 전도 모드 평가에서 발견 할 것이므로 연속 전도 모드에서만 정품 일 수 있습니다. 이 시점에서 필수적인 조사가 이루어져야합니다.

ΔIL의 두 값을 서로 동등하게 고정하는 것은 인덕터의 볼트-초를 평준화하는 것과 정확히 같습니다. 인덕터에 사용되는 볼트-초는 사용 된 전압과 전압이 적용되는 기간의 곱입니다.

이것은 공통 회로 매개 변수와 관련하여 예를 들어 VO 또는 D와 같이 식별되지 않은 크기를 추정하는 가장 효과적인 방법 일 수 있으며,이 접근 방식은이 기사에서 자주 사용됩니다. 인덕터의 전압-초 안정화는 자연스러운 요구 사항이며 적어도 추가적으로 옴의 법칙으로 인식되어야합니다.

ΔIL (+) 및 ΔIL (-)에 대한 위의 방정식에서 출력 전압은 ON 시간과 OFF 기간 동안 AC 리플 전압없이 일관된 것으로 암시 적으로 가정되었습니다.

이것은 수용된 단순화이며 몇 가지 개별 결과를 수반합니다. 첫째, 출력 캐패시터는 전압 변환이 최소화되기 때문에 적절하게 크기를 조정할 수 있다고 믿어집니다.

둘째, 커패시터 ESR의 전압은 또한 최소로 간주됩니다. 이러한 가정은 AC 리플 전압이 출력 전압의 DC 부분보다 확실히 낮기 때문에 합법적입니다.

VO에 대한 위의 전압 변경은 듀티 사이클 D를 미세 조정하여 VO를 조정할 수 있다는 사실을 보여줍니다.

이 연결은 D가 0에 가까워지고 D가 1에 가까워짐에 따라 운명없이 상승함에 따라 0에 가까워집니다. 일반적인 단순화에서는 VDS, Vd 및 RL이 무시할만큼 작다고 간주합니다. VDS, Vd 및 RL을 0으로 설정하면 위의 공식은 다음과 같이 현저하게 단순화됩니다.

회로 동작을 묘사하는 덜 복잡하고 질적 인 방법은 인덕터를 전력 저장 부품으로 고려하는 것입니다. Q1이 켜질 때마다 인덕터 위에 에너지가 쏟아집니다.

Q1이 꺼져있는 동안 인덕터는 에너지의 일부를 출력 커패시터와 부하에 다시 공급합니다. 출력 전압은 Q1의 온 타임을 설정하여 조정됩니다. 예를 들어 Q1의 온 타임을 높이면 인덕터로 보내지는 전력량이 증폭됩니다.

Q1의 오프 타임 동안 추가 에너지가 출력으로 전송되어 출력 전압이 증가합니다. 벅 전력 단과 달리 인덕터 전류의 일반적인 크기는 출력 전류와 동일하지 않습니다.

인덕터 전류를 출력 전류에 연결하려면 그림 2와 3을 보면 인덕터 전류가 전력 단이 꺼진 상태에서만 출력으로 흐르는 것을 관찰하십시오.

전체 스위칭 시퀀스에서 평균화 된이 전류는 출력 커패시터의 대략적인 전류가 0과 같아야하므로 출력 전류와 동일합니다.

연속 모드 벅-부스트 전력 단에 대한 평균 인덕터 전류와 출력 전류 간의 연결은 다음을 통해 제공됩니다.

또 다른 중요한 관점은 일반적인 인덕터 전류가 출력 전류에 비례하고 인덕터 리플 전류 ΔIL이 출력 부하 전류와 관련이 없기 때문에 인덕터 전류의 최소값과 최고 값이 평균 인덕터 전류를 정확하게 따른다는 사실입니다.

예를 들어, 부하 전류 감소로 인해 평균 인덕터 전류가 2A 감소하면 인덕터 전류의 최저값과 최고 값이 2A 감소합니다 (연속 전도 모드를 고려하면 유지됨).

앞서 언급 한 평가는 연속 인덕터 전류 모드에서 벅-부스트 전력 단 기능에 대한 것이 었습니다. 다음 세그먼트는 불연속 전도 모드에서 정상 상태 기능에 대한 설명입니다. 주요 결과는 불연속 전도 모드 벅-부스트 전력 단계에 대한 전압 변환 관계의 유도입니다.

벅 부스트 정상 상태 불연속 전도 모드 평가

이 시점에서 우리는 부하 전류가 감소하고 전도 모드가 연속에서 불연속으로 전환되는 경우 어떤 일이 발생하는지 조사합니다.

연속 전도 모드의 경우 평균 인덕터 전류는 출력 전류를 따라갑니다. 즉, 출력 전류가 감소하는 경우 평균 인덕터 전류도 감소합니다.

게다가 인덕터 전류의 최저 및 최고 피크는 평균 인덕터 전류를 정확하게 추구합니다. 출력 부하 전류가 기본 전류 레벨 아래로 감소하는 경우, 인덕터 전류는 스위칭 시퀀스의 일부에 대해 0이됩니다.

이는 리플 전류의 피크 대 피크 레벨이 출력 부하 전류로 변경 될 수 없기 때문에 그림 3에 제시된 파형에서 분명해질 것입니다.

벅-부스트 전력 단계에서 인덕터 전류가 0 미만을 시도하면 단순히 0에서 정지하고 (CR1의 단방향 전류 이동으로 인해) 후속 스위칭 동작이 시작될 때까지 계속됩니다. 이 작업 모드를 불연속 전도 모드라고합니다.

불연속 전도 형식의 벅 부스트 회로로 작동하는 전력 스테이지는 연속 전도 형식의 2 개 상태와 대조적으로 모든 스위칭 사이클에서 3 개의 고유 한 상태를 갖습니다.

전력 단이 연속 설정과 불연속 설정 사이의 주변에있는 인덕터 전류 상태는 그림 4에 나와 있습니다.

여기에서 인덕터 전류는 단순히 0으로 축소되고 다음 스위칭 사이클은 전류가 0에 도달 한 직후에 시작됩니다. IO 및 IL에는 반대 극성이 포함되어 있으므로 IO 및 IO (Crit)의 값이 그림 4에 표시되어 있습니다.

출력 부하 전류를 더 낮추면 전력 단계가 불연속 전도 패턴으로 설정됩니다. 이 조건은 그림 5에 그려져 있습니다.

불연속 모드 전력 단 주파수 응답은 벅-부스트 전력 단 모델링 세그먼트에 제시된 연속 모드 주파수 응답과 매우 유사합니다. 또한 입력-출력 연결은이 페이지 파생에 제시된대로 상당히 다양합니다.

불연속 전도 모드 벅-부스트 전력 단 전압 전환 비율의 유도를 시작하려면 변환기가 불연속 전도 모드 기능을 통해 고려하는 세 가지 고유 한 상태가 있음을 기억하십시오.

ON 상태는 Q1이 ON이고 CR1이 OFF 일 때입니다. OFF 상태는 Q1이 OFF이고 CR1이 ON 일 때입니다. IDLE 조건은 각 Q1 및 CR1이 OFF 일 때입니다. 초기 두 조건은 연속 모드 상황과 매우 유사하며 그림 2의 회로는 TOFF ≠ (1-D) × TS를 제외하고 관련이 있습니다. 나머지 스위칭 시퀀스는 IDLE 상태입니다.

또한 출력 인덕터의 DC 저항, 출력 다이오드 순방향 전압 강하 및 파워 MOSFET ON 상태 전압 강하는 일반적으로 간과 할 수있을 정도로 미세해야합니다.

ON 상태의 시간주기는 TON = D × TS입니다. 여기서 D는 제어 회로에 의해 고정 된 듀티 사이클이며, 하나의 전체 스위칭 시퀀스 Ts의 시간에 대한 켜기 시간의 비율로 표시됩니다. OFF 상태의 길이는 TOFF = D2 × TS입니다. IDLE 기간은 TS − TON − TOFF = D3 × TS로 표시되는 나머지 스위칭 패턴입니다. 이 기간은 그림 6의 파형으로 표시됩니다.

포괄적 인 설명을 확인하지 않고 인덕터 전류 상승 및 하강에 대한 방정식이 아래에 열거되어 있습니다. ON 상태에서 인덕터 전류 상승은 다음에 의해 발생합니다.

리플 전류량 ΔIL (+)은 마찬가지로 피크 인덕터 전류 Ipk입니다. 불연속 모드에서는 전류가 매 사이클마다 0에서 시작하기 때문입니다. OFF 상태에서 인덕터 전류 감소는 다음과 같이 표시됩니다.

연속 전도 모드 상황과 마찬가지로 ON 시간 동안의 전류 상승 ΔIL (+)과 OFF 시간 동안의 전류 감소 ΔIL (-)은 동일합니다. 따라서 이러한 두 방정식은 VO가 전압 변환 비율을 해결하는 데 사용할 두 방정식의 초기 값을 획득하기 위해 동일하게 처리 할 수 ​​있습니다.

다음으로 출력 전류 (출력 전압 VO를 출력 부하 R로 나눈 값)를 결정합니다. CR1이 전도 될 때 (D2 × TS) 인덕터 전류의 한 스위칭 시퀀스에 대한 평균입니다.

여기서 IPK (ΔIL (+))에 대한 연결을 위의 방정식으로 바꾸어 획득합니다.

따라서 우리는 방금 도출 된 출력 전류 (VO를 R로 나눈 값)에 대한 방정식과 출력 전압에 대한 방정식이 두 가지 있는데, 둘 다 VI, D 및 D2와 관련이 있습니다. 이 시점에서 D2에 대한 각 공식을 풀고 두 방정식을 서로 동등하게 수정합니다.

결과 방정식을 사용하여 출력 전압 VO에 대한 설명을 얻을 수 있습니다. 불연속 전도 모드 벅-부스트 전압 변환 제휴는 다음과 같이 작성됩니다.

위의 연결은 두 전도 모드 간의 주요 차이점 중 하나를 표시합니다. 불연속 전도 모드의 경우 전압 변화 관계는 입력 전압, 듀티 사이클, 파워 스테이지 인덕턴스, 스위칭 주파수 및 출력 부하 저항의 함수입니다.

연속 전도 모드의 경우 전압 전환 연결은 입력 전압 및 듀티 사이클의 영향을받습니다. 기존 애플리케이션에서 벅-부스트 전력 스테이지는 연속 전도 모드 또는 불연속 전도 모드 중에서 선택하여 실행됩니다. 특정 용도의 경우 하나의 전도 모드가 선택되고 전력 단계는 동일한 모드를 유지하도록 만들어졌습니다.