플라이 백 구성은 주로 입력 전원 AC에서 출력 DC의 완전한 분리를 보장하기 때문에 SMPS 애플리케이션 설계에서 선호되는 토폴로지입니다. 다른 기능으로는 낮은 제조 비용, 더 단순한 설계 및 단순한 구현이 있습니다. 50 와트 미만의 출력 사양을 포함하는 저 전류 DCM 버전의 플라이 백 컨버터는 더 큰 고전류 제품보다 더 널리 사용됩니다.

다음 단락을 통해 포괄적 인 설명과 함께 세부 정보를 알아 보겠습니다.

오프라인 고정 주파수 DCM 플라이 백 컨버터를위한 포괄적 인 설계 가이드

플라이 백 작동 모드 : DCM 및 CCM

아래에서는 플라이 백 컨버터의 기본 회로도 설계를 볼 수 있습니다. 이 설계의 주요 섹션은 변압기, 1 차측의 스위칭 전력 MOSFET Q1, 2 차측 D1의 브리지 정류기, a 평활화를위한 필터 커패시터 D1의 출력 및 IC 제어 회로 일 수있는 PWM 컨트롤러 스테이지.

이러한 유형의 플라이 백 설계는 전력 MOSFET T1의 구성 방식에 따라 CCM (연속 전도 모드) 또는 DCM (불연속 전도 모드) 작동을 가질 수 있습니다.

기본적으로 DCM 모드에서는 스위칭 사이클 (플라이 백 기간이라고도 함) 동안 MOSFET이 꺼질 때마다 1 차측 트랜스포머 1 차측에 저장된 전체 전기 에너지가 전송되어 1 차측 전류가 0 전위에 도달합니다. T1이 다음 스위칭 사이클에서 다시 켤 수 있기 전에.

CCM 모드에서 1 차에 저장된 전기 에너지는 2 차를 통해 완전히 전달되거나 유도 될 기회를 얻지 못합니다.

이는 변압기가 전체 저장된 에너지를 부하로 전송하기 전에 PWM 컨트롤러의 각 후속 스위칭 펄스가 T1을 켜기 때문입니다. 이는 플라이 백 전류 (ILPK 및 ISEC)가 각 스위칭 사이클 동안 제로 전위에 도달 할 수 없음을 의미합니다.

변압기의 1 차 및 2 차 섹션에 걸친 전류 파형 패턴을 통해 다음 다이어그램에서 두 가지 작동 모드 간의 차이를 확인할 수 있습니다.

DCM 및 CCM 모드에는 다음 표에서 확인할 수있는 특정 장점이 있습니다.

CCM에 비해 DCM 모드 회로는 변압기의 2 차측에서 최적의 전력을 보장하기 위해 더 높은 수준의 피크 전류를 요구합니다. 이는 차례로 1 차측이 더 높은 RMS 전류로 정격되어야하므로 MOSFET이 지정된 더 높은 범위에서 정격 화되어야합니다.

제한된 범위의 입력 전류 및 구성 요소로 설계를 구축해야하는 경우 일반적으로 CCM 모드 fyback을 선택하여 설계에서 상대적으로 더 작은 필터 커패시터를 사용하고 MOSFET 및 변압기의 전도 손실을 낮출 수 있습니다.

CCM은 입력 전압이 낮고 전류가 더 높은 (6 암페어 이상) 조건에 적합합니다. 50W 전력 단, 와트 사양이 50 와트보다 낮을 수있는 5V의 출력은 예외입니다.

위의 이미지는 플라이 백 모드의 1 차 측에 대한 현재 응답과 삼각 파형과 사다리꼴 파형 간의 해당 관계를 나타냅니다.

삼각형 파형의 IA는 MOSFET의 스위치 ON 기간이 시작될 때 0으로 표시 될 수있는 최소 초기화 지점을 나타냅니다. 또한 1 차 권선에서 지속되는 더 높은 전류 피크 레벨을 나타냅니다. 변신 로봇 CCM 작동 모드에서 MOSFET이 다시 켜질 때까지

IB는 현재 크기의 끝점으로 인식 될 수 있지만 mosfet 스위치가 켜져 있습니다 (톤 간격).

정규화 된 현재 값 IRMS는 Y 축에서 K 계수 (IA / IB)의 함수로 볼 수 있습니다.

이것은 평평한 상부 파형을 갖는 사다리꼴 파형을 참조하여 다양한 수의 파형에 대해 저항 손실을 계산해야 할 때마다 승수로 사용할 수 있습니다.

이것은 또한 변압기 권선과 트랜지스터 또는 다이오드의 피할 수없는 여분의 DC 전도 손실을 전류 파형 함수로 보여줍니다. 이러한 조언을 활용하면 설계자는 잘 계산 된 컨버터 설계로 10 ~ 15 %의 전도 손실을 방지 할 수 있습니다.

위의 기준을 고려하면 높은 RMS 전류를 처리하도록 설계된 애플리케이션에 매우 중요하고 핵심 기능으로 최적의 효율성을 요구할 수 있습니다.

추가 구리 손실을 제거하는 것이 가능할 수 있습니다. 코어 크기 핵심 사양 만 중요 해지는 상황과는 대조적으로, 필수적인 더 큰 와인딩 창 영역을 수용합니다.

지금까지 이해했듯이 DCM 작동 모드는 더 작은 크기의 변압기를 사용할 수 있고 더 큰 과도 응답을 가지며 최소한의 스위칭 손실로 작동합니다.

따라서이 모드는 상대적으로 낮은 암페어 요구 사항으로 더 높은 출력 전압을 위해 지정된 플라이 백 회로에 적극 권장됩니다.

DCM 및 CCM 모드와 함께 작동하도록 플라이 백 컨버터를 설계하는 것이 가능할 수 있지만 한 가지 기억해야 할 점은 DCM에서 CCM 모드로 전환하는 동안이 전환 기능이 2 극 작동으로 변환되어 변환기에 대한 임피던스.

이러한 상황은 내부 전류 루프 시스템에 대한 다양한 루프 (피드백) 및 기울기 보상을 포함한 추가 설계 전략을 통합하는 것이 필수적입니다. 실제로 이것은 변환기가 주로 CCM 모드 용으로 설계되었지만 출력에서 더 가벼운 부하가 사용될 때 DCM 모드에서 작동 할 수 있는지 확인해야 함을 의미합니다.

고급 변압기 모델을 사용하면 더 깨끗하고 가벼운 부하 조절을 통해 CCM 컨버터를 향상시킬 수있을뿐만 아니라 계단 형 갭 변압기를 통한 광범위한 부하에 대한 높은 교차 조절이 가능해질 수 있다는 사실을 아는 것이 흥미로울 수 있습니다.

이러한 경우 초기에 높은 인덕턴스를 유도하고 더 가벼운 부하로 CCM 작동을 가능하게하기 위해 절연 테이프 또는 종이와 같은 외부 요소를 삽입하여 작은 코어 간격을 적용합니다. 우리는 이것을 나중에 내 후속 기사에서 자세히 논의 할 것입니다.

다재다능한 DCM 모드 특성을 가지고 있기 때문에 번거롭지 않고 효율적이며 저전력 SMPS를 설계해야 할 때마다 인기있는 선택이되는 것은 놀라운 일이 아닙니다.

다음에서는 DCM 모드 플라이 백 변환기를 설계하는 방법에 대한 단계별 지침을 배웁니다.

DCM 플라이 백 설계 방정식 및 순차 결정 요구 사항

1 단계:
설계 요구 사항을 평가하고 추정합니다. 모두 SMPS 설계 시스템 사양을 평가하고 결정하는 것으로 시작해야합니다. 다음 매개 변수를 정의하고 할당해야합니다.

효율성 매개 변수가 가장 먼저 결정되어야하는 중요한 매개 변수라는 것을 알고 있습니다. 가장 쉬운 방법은 설계가 저비용 설계 인 경우에도 약 75 ~ 80 %의 목표를 설정하는 것입니다. 다음과 같이 표시되는 스위칭 주파수

Fsw는 일반적으로 스위칭 및 EMI로 인해 발생하는 변압기 크기와 손실을 최대한 활용하면서 타협해야합니다. 이는 적어도 150kHz 미만의 스위칭 주파수를 결정해야 할 수도 있음을 의미합니다. 일반적으로 50kHz ~ 100kHz 범위에서 선택할 수 있습니다.

또한 설계에 하나 이상의 출력이 포함되어야하는 경우 최대 전력 값 Pout을 두 출력의 결합 된 값으로 조정해야합니다.

최근까지 가장 인기있는 기존 SMPS 디자인이 mosfet과 PWM 스위칭 컨트롤러 PCB 레이아웃을 통해 함께 통합 된 두 개의 서로 다른 분리 된 스테이지로,하지만 요즘에는 최신 SMPS 장치에서이 두 스테이지가 하나의 패키지에 내장되어 단일 IC로 제조 될 수 있습니다.

주로 플라이 백 SMPS 컨버터를 설계 할 때 일반적으로 고려되는 매개 변수는 1) 애플리케이션 또는 부하 사양, 2) 비용 3) 대기 전력 및 4) 추가 보호 기능입니다.

임베디드 IC를 사용하면 최적의 플라이 백 컨버터를 설계하기 위해 변압기와 몇 개의 외부 수동 부품 만 계산하면되기 때문에 일반적으로 작업이 훨씬 쉬워집니다.

flaback SMPS 설계를위한 관련 계산에 대해 자세히 살펴 보겠습니다.

입력 커패시터 Cin 및 입력 DC 전압 범위 계산

입력 전압 및 전원 사양에 따라 DC 링크 커패시터라고도하는 Cin을 선택하는 표준 규칙은 다음 설명에서 배울 수 있습니다.

광범위한 작동을 보장하기 위해 DC 링크 커패시터에 대해 와트 당 2uF 이상의 값을 선택할 수 있습니다. 그러면이 구성 요소에 대해 좋은 품질 범위를 가질 수 있습니다.

다음으로 다음을 해결하여 얻을 수있는 최소 DC 입력 전압을 결정해야 할 수 있습니다.

방전이 DC 링크 커패시터의 듀티 비가되는 경우, 대략 0.2 정도일 수 있습니다.

위의 그림에서 DC 링크 커패시터 전압을 시각화 할 수 있습니다. 그림과 같이 입력 전압은 최대 출력 전력 및 최소 입력 AC 전압 동안 발생하는 반면 최대 DC 입력 전압은 최소 입력 전력 (부하 없음) 및 최대 입력 AC 전압 동안 발생합니다.

무부하 상태에서 커패시터가 AC 입력 전압의 피크 레벨에서 충전되는 동안 최대 DC 입력 전압을 볼 수 있으며 이러한 값은 다음 방정식으로 표현할 수 있습니다.

Step3 :

플라이 백 유도 전압 VR 및 MOSFET VDS의 최대 전압 스트레스를 평가합니다. 플라이 백 유도 전압 VR은 MOSFET Q1이 스위치 OFF 상태 일 때 변압기의 1 차 측에 유도 된 전압으로 이해 될 수 있습니다.

위의 기능은 MOSFET의 최대 VDS 등급에 영향을 미치며 다음 방정식을 해결하여 확인하고 식별 할 수 있습니다.

여기서 Vspike는 변압기 누설 인덕턴스로 인해 생성 된 전압 스파이크입니다.

우선 VDSmax에서 30 % Vspike를 가져올 수 있습니다.

다음 목록은 650V ~ 800V 정격 MOSFET에 권장되는 반사 전압 또는 유도 전압의 양을 보여주고 예상되는 광범위한 입력 전압 범위에 대해 초기 한계 값 VR이 100V보다 낮습니다.

반사 전압 또는 유도 전압은 650V ~ 800V에 권장 될 수 있습니다.

올바른 VR을 선택하는 것은 2 차 정류기의 전압 스트레스 수준과 1 차측 MOSFET 사양 사이의 이득이 될 수 있습니다.

증가 된 권선비를 통해 VR이 매우 높게 선택되면 VDSmax는 더 커지지 만 2 차측 다이오드의 전압 스트레스 수준은 낮아집니다.

그리고 더 작은 권선비를 통해 VR을 너무 작게 선택하면 VDSmax가 작아 지지만 2 차 다이오드의 스트레스 수준이 증가합니다.

1 차측 VDSmax가 클수록 2 차측 다이오드의 스트레스 수준이 낮아지고 1 차측 전류가 감소 할뿐만 아니라 비용 효율적인 설계를 구현할 수 있습니다.

DCM 모드로 플라이 백

Vreflected 및 Vinmin에 따라 Dmax를 계산하는 방법

최대 듀티 사이클은 VDCmin 인스턴스에서 예상 할 수 있습니다. 이 상황을 위해 DCM 및 CCM의 임계 값에 따라 변압기를 설계 할 수 있습니다. 이 경우 듀티 사이클은 다음과 같이 표시 될 수 있습니다.

Step4 :

“LED 점멸 장치를 만드는 방법 ”

1 차측 인덕턴스 전류를 계산하는 방법

이 단계에서는 1 차 인덕턴스와 1 차 피크 전류를 계산합니다.

1 차 피크 전류를 식별하기 위해 다음 공식을 사용할 수 있습니다.

위의 사항이 달성되면 최대 듀티 사이클 경계 내에서 다음 공식을 사용하여 1 차 인덕턴스를 계산할 수 있습니다.

플라이 백과 관련하여주의를 기울여야하며, 어떤 형태의 과도한 부하 조건으로 인해 CCM 모드로 들어가서는 안되며,이 최대 전력 사양의 경우 방정식 # 5에서 Poutmax를 계산할 때 고려해야합니다. 언급 된 조건은 인덕턴스가 Lprimax 값 이상으로 증가하는 경우에도 발생할 수 있으므로이를 기록해 두십시오.

Step5 :

최적 코어 등급 및 크기를 선택하는 방법 :

처음으로 플라이 백을 설계하는 경우 올바른 핵심 사양과 구조를 선택하는 동안 상당히 위협적으로 보일 수 있습니다. 고려할 요소와 변수가 상당히 많을 수 있기 때문입니다. 핵심적 요소 중 일부는 코어 지오메트리 (예 : EE 코어 / RM 코어 / PQ 코어 등), 코어 치수 (예 : EE19, RM8 PQ20 등) 및 코어 재료 (예 : 3C96. TP4, 3F3)입니다. 기타).

위의 사양을 진행하는 방법에 대해 단서가 없다면이 문제에 대처하는 효과적인 방법은 표준 코어 선택 가이드 또는 출력 전력과 관련하여 65kHz DCM 플라이 백을 설계하는 동안 표준 코어 치수를 대략적으로 제공하는 다음 표를 참조 할 수도 있습니다.

코어 크기 선택이 끝나면 코어 데이터 시트에 따라 얻을 수있는 올바른 보빈을 선택해야합니다. 핀 수, PCB 실장 또는 SMD, 수평 또는 수직 위치와 같은 보빈의 추가 속성도 선호하는 설계로 고려해야 할 수 있습니다.

코어 재료도 중요하며 주파수, 자속 밀도 및 코어 손실을 기준으로 선택해야합니다.

먼저 이름이 3F3, 3C96 또는 TP4A 인 변형을 시도해 볼 수 있습니다. 사용 가능한 핵심 재료의 이름은 특정 제조업체에 따라 동일한 유형에 따라 다를 수 있습니다.

최소 1 차 회전 또는 권선을 계산하는 방법

용어 Bmax 작동 최대 자속 밀도를 의미하고, Lpri는 1 차 인덕턴스에 대해 알려주고, Ipri는 1 차 피크 전류가되고, Ae는 선택한 코어 유형의 단면적을 식별합니다.

Bmax가 코어 재료의 데이터 시트에 지정된 포화 자속 밀도 (Bsat)를 초과해서는 안된다는 점을 기억해야합니다. 재료 유형 및 온도와 같은 사양에 따라 페라이트 코어의 Bsat에서 약간의 차이를 찾을 수 있지만 이들 중 대부분은 400mT에 가까운 값을 갖습니다.

자세한 참조 데이터를 찾을 수없는 경우 Bmax는 300mT입니다. 더 높은 Bmax를 선택하면 1 차 권선 수를 줄이고 전도를 낮추는 데 도움이 될 수 있지만 코어 손실은 크게 증가 할 수 있습니다. 코어 손실과 구리 손실이 모두 허용 가능한 한도 내에서 유지되도록 이러한 매개 변수의 값 사이에서 최적화하십시오.

6 단계 :

주 2 차 출력 (Ns) 및 기타 보조 출력 (Naux)의 회전 수를 계산하는 방법

하기 위해 2 차 턴 결정 먼저 다음 공식을 사용하여 계산할 수있는 회전율 (n)을 찾아야합니다.

주 2 차 출력 (Ns) 및 기타 보조 출력 (Naux)의 회전 수를 계산합니다.

Np는 1 차 턴이고 Ns는 2 차 턴 수이고 Vout은 출력 전압을 의미하며 VD는 2 차 다이오드의 전압 강하에 대해 알려줍니다.

원하는 Vcc 값에 대한 보조 출력의 회전을 계산하기 위해 다음 공식을 사용할 수 있습니다.

보조 권선은 제어 IC에 초기 시동 전원을 공급하기위한 모든 플라이 백 컨버터에서 중요합니다. 이 전원 VCC는 일반적으로 1 차측 스위칭 IC에 전원을 공급하는 데 사용되며 IC의 데이터 시트에 제공된 값에 따라 고정 될 수 있습니다. 계산에서 정수가 아닌 값을 제공하는 경우이 정수가 아닌 숫자 바로 위에있는 상위 정수 값을 사용하여 반올림하면됩니다.

선택한 출력 권선의 와이어 크기를 계산하는 방법

여러 권선에 대한 와이어 크기를 정확하게 계산하려면 먼저 개별 권선에 대한 RMS 전류 사양을 찾아야합니다.

다음 공식으로 수행 할 수 있습니다.

시작점으로 전류 밀도는 전류 밀도가 전류 당 전류 밀도 150 ~ 400 암페어 당 전선의 게이지를 결정하는 데 활용 될 수 있습니다. 다음 표는 RMS 전류 값에 따라 200M / A를 사용하여 적절한 와이어 게이지를 선택하기위한 참조를 보여줍니다. 또한 수퍼 에나멜 구리 와이어의 여러 게이지에 대한 와이어의 직경과 기본 절연을 보여줍니다.

“시계 회로를 만드는 방법 ”

Step8 :

변압기 구성 및 권선 설계 반복 고려

위에서 논의한 변압기 매개 변수를 결정한 후에는 계산 된 변압기 코어 크기 및 지정된 보빈 내에서 와이어 치수와 권선 수를 맞추는 방법을 평가하는 것이 중요합니다. 이를 최적으로 얻으려면 와이어 게이지 및 회전 수를 참조하여 코어 사양을 최적화하기 위해 여러 번의 반복 또는 실험이 필요할 수 있습니다.

다음 그림은 주어진 와인딩 영역을 나타냅니다. EE 코어 . 계산 된 와이어 두께와 개별 권선의 권선 수를 참조하여 권선이 사용 가능한 권선 영역 (w 및 h)에 맞는지 여부를 대략적으로 추정 할 수 있습니다. 권선이 수용되지 않는 경우 권선 수, 와이어 게이지 또는 코어 크기 중 하나 또는 둘 이상의 매개 변수가 권선이 최적으로 맞을 때까지 미세 조정이 필요할 수 있습니다.

권선 레이아웃은 작동 성능과 변압기의 신뢰성이 크게 좌우되기 때문에 중요합니다. 그림 5에 표시된 것처럼 인덕턴스 누설을 제한하기 위해 권선에 샌드위치 레이아웃 또는 구조를 사용하는 것이 좋습니다.

또한 국제 안전 규칙을 충족하고 준수하기 위해 설계에는 권선의 1 차 및 2 차 층에 걸쳐 충분한 절연 범위가 있어야합니다. 이는 마진 권선 구조를 사용하거나 다음 각 그림과 같이 3 중 절연 전선 등급을 갖는 2 차 전선을 사용하여 보장 할 수 있습니다.

2 차 권선에 3 중 절연 전선을 사용하면 플라이 백 SMPS 설계에 관한 국제 안전법을 신속하게 확인할 수있는 더 쉬운 옵션이됩니다. 그러나 이러한 강화 와이어는 권선이 더 많은 공간을 차지하도록하는 일반적인 변형에 비해 두께가 약간 더 높을 수 있으며 선택한 보빈 내에 수용하기 위해 추가 노력이 필요할 수 있습니다.

9 단계

1 차 클램프 회로 설계 방법

스위칭 시퀀스에서 MOSFET의 OFF 기간 동안 누설 인덕턴스 형태의 고전압 스파이크가 MOSFET 드레인 / 소스에 적용되어 눈사태가 중단되어 궁극적으로 MOSFET이 손상 될 수 있습니다.

이를 방지하기 위해 클램핑 회로가 일반적으로 1 차 권선에 구성되어 생성 된 스파이크를 안전한 낮은 값으로 즉시 제한합니다.

다음 그림과 같이 이러한 목적으로 통합 될 수있는 몇 가지 클램핑 회로 설계를 찾을 수 있습니다.

즉, RCD 클램프와 다이오드 / 제너 클램프로, 후자는 첫 번째 옵션보다 구성 및 구현이 훨씬 쉽습니다. 이 클램프 회로에서는 서지 스파이크를 클램핑하기 위해 TVS (과도 전압 억 제기)와 같은 고전압 제너 다이오드와 정류 다이오드의 조합을 사용합니다.

의 기능 제너 다이오드 누설 전압이 제너 다이오드를 통해 완전히 분로 될 때까지 전압 스파이크를 효율적으로 자르거나 제한하는 것입니다. 다이오드 제너 클램프의 장점은 VR과 Vspike의 결합 된 값이 제너 다이오드의 항복 사양을 초과 할 때만 회로가 활성화되고 클램핑된다는 것입니다. 반대로 스파이크가 제너 항복 또는 안전 수준보다 낮은 한, 클램프가 전혀 트리거되지 않아 불필요한 전력 손실을 허용하지 않을 수 있습니다.

클램핑 다이오드 / 제너 정격을 선택하는 방법

항상 반사 전압 VR 값 또는 가정 된 스파이크 전압의 두 배 여야합니다.
정류기 다이오드는 초고속 복구 또는 최대 DC 링크 전압보다 높은 정격을 갖는 쇼트 키 유형의 다이오드 여야합니다.

RCD 유형의 클램핑의 대체 옵션은 MOSFET의 dv / dt를 늦추는 단점이 있습니다. 여기서 저항의 저항 매개 변수는 전압 스파이크를 제한하면서 중요합니다. 낮은 값의 Rclamp를 선택하면 스파이크 보호 기능이 향상되지만 손실과 낭비 에너지가 증가 할 수 있습니다. 반대로 더 높은 값의 Rclamp를 선택하면 손실을 최소화하는 데 도움이되지만 스파이크 억제 .

위의 그림을 참조하여 VR = Vspike를 확인하기 위해 다음 공식을 사용할 수 있습니다.

Lleak은 변압기의 인덕턴스를 나타내며 2 차 권선에 단락을 만들어서 찾을 수 있습니다. 또는 1 차 인덕턴스 값의 2 ~ 4 %를 적용하여 경험치의 규칙을 통합 할 수 있습니다.

이 경우 커패시터 클램프는 누설 에너지의 흡수 기간 동안 전압 상승을 억제하는 것이 실질적으로 커야합니다.

Cclamp의 값은 100pF에서 4.7nF 사이에서 선택할 수 있으며,이 커패시터 내부에 저장된 에너지는 eacj 스위칭 사이클 동안 Rclamp에 의해 빠르게 방전되고 새로 고쳐집니다.

Step10

출력 정류기 다이오드 선택 방법

이것은 위에 표시된 공식을 사용하여 계산할 수 있습니다.

최대 역 전압 또는 다이오드의 VRRM이 VRVdiode보다 30 % 이상이되도록 사양을 선택하고 IF 또는 애벌랜치 순방향 전류 사양이 IsecRMS보다 최소 50 % 큰지 확인하십시오. 전도 손실을 최소화하기 위해 쇼트 키 다이오드를 사용하는 것이 좋습니다.

DCM 회로를 사용하면 플라이 백 피크 전류가 높을 수 있으므로 원하는 효율 수준과 관련하여 순방향 전압이 낮고 전류 사양이 상대적으로 높은 다이오드를 선택하십시오.

11 단계

출력 커패시터 값을 선택하는 방법

선택 정확하게 계산 된 출력 커패시터 플라이 백을 설계하는 것은 매우 중요 할 수 있습니다. 플라이 백 토폴로지에서는 다이오드와 커패시터 사이에 저장된 유도 에너지를 사용할 수 없기 때문에 다음과 같은 세 가지 중요한 기준을 고려하여 커패시터 값을 계산해야합니다.

1) 커패시턴스
2) ESR
3) RMS 전류

가능한 최소값은 허용 가능한 최대 피크 대 피크 출력 리플 전압의 함수에 따라 식별 될 수 있으며 다음 공식을 통해 식별 할 수 있습니다.

여기서 Ncp는 지정된 최대 값 및 최소값에서 듀티를 제어하기 위해 제어 피드백에 필요한 1 차측 클록 펄스 수를 나타냅니다. 일반적으로 약 10 ~ 20 회의 스위칭 사이클이 필요할 수 있습니다.
Iout은 최대 출력 전류를 나타냅니다 (Iout = Poutmax / Vout).

출력 커패시터의 최대 RMS 값을 식별하려면 다음 공식을 사용하십시오.

플라이 백의 지정된 높은 스위칭 주파수에 대해 트랜스포머 2 차측의 최대 피크 전류는 출력 커패시터의 등가 ESR에 부과되는 상응하는 높은 리플 전압을 생성합니다. 이를 고려하여 커패시터의 ESRmax 정격이 커패시터의 지정된 허용 리플 전류 용량을 초과하지 않도록해야합니다.

최종 설계에는 선택한 출력 전압과 플라이 백 전류의 실제 비율에 따라 원하는 정격 전압과 커패시터의 리플 전류 용량이 기본적으로 포함될 수 있습니다.

확인하십시오 ESR 값 일반적으로 10kHz에서 100kHz 사이로 가정 할 수있는 1kHz보다 높은 주파수를 기반으로 데이터 시트에서 결정됩니다.

ESR 사양이 낮은 독방 커패시터가 출력 리플을 제어하기에 충분할 수 있다는 점은 흥미로울 것입니다. 특히 플라이 백이 DCM 모드에서 작동하도록 설계된 경우 더 높은 피크 전류를 위해 작은 LC 필터를 포함 할 수 있으며, 이는 출력에서 상당히 우수한 리플 전압 제어를 보장 할 수 있습니다.

12 단계

추가 중요 고려 사항 :

A) 1 차측 브리지 정류기의 전압 및 전류 정격을 선택하는 방법.

위의 방정식을 통해 할 수 있습니다.

이 공식에서 PF는 역률을 나타냅니다. 전원 공급 장치의 적절한 참조가 도달하지 못할 경우 0.5를 적용 할 수 있습니다. 브리지 정류기의 경우 순방향 암페어 정격이 IACRMS보다 2 배 많은 다이오드 또는 모듈을 선택합니다. 정격 전압의 경우 최대 400V AC 입력 사양에 대해 600V에서 선택할 수 있습니다.

B) 전류 감지 저항기 (Rsense)를 선택하는 방법 :

다음 식으로 계산할 수 있습니다. 감지 저항 Rsense는 플라이 백의 출력에서 최대 전력을 해석하기 위해 통합되었습니다. Vcsth 값은 컨트롤러 IC 데이터 시트를 참조하여 결정할 수 있으며 Ip (max)는 1 차 전류를 나타냅니다.

C) 커패시터의 VCC 선택 :

최적 커패시턴스 값 입력 커패시터가 적절한 시작 기간을 제공하는 데 중요합니다. 일반적으로 22uF에서 47uF 사이의 모든 값이 잘 작동합니다. 그러나 이것이 훨씬 더 낮게 선택되면 Vcc가 컨버터에 의해 개발 될 수 있기 전에 컨트롤러 IC에서 '저전압 록 아웃'이 트리거 될 수 있습니다. 반대로 커패시턴스 값이 클수록 컨버터의 시작 시간이 바람직하지 않게 지연 될 수 있습니다.

또한이 커패시터가 출력과 동등한 ESR 및 리플 전류 사양이 매우 우수한 최상의 품질인지 확인하십시오. 커패시터 사양 . 위에서 논의한 커패시터와 병렬로, 컨트롤러 IC의 Vcc / 접지 핀아웃에 최대한 가깝게 100nF 정도의 다른 더 작은 값 커패시터를 연결하는 것이 좋습니다.